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原创 第十期产品组

探讨一种使用漏感储能的正反激电路

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  • 2018-11-7 17:17:30
若是楼主的作品对你的研发学习和学问贮备有了很大的赞助。 投上你贵重的一票 吧!

在硬开关电路中变压器的漏感会加添开关管的应力、降低电源的效率。
在正激电源中续流电感和变压器是分摆脱的,反激电源中电感和变压器是合二为一的。足球直播论坛。
之前就有个想法看能否把漏感作为正激变压器的续流电感,同时解决上述应力、效率、体积及本钱等问题。

小编:下图作为活动页面揭示用,楼主可以自行调动。
保藏保藏9
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哇哈足球-九天
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  • 2018-11-7 17:36:41
欢迎dalao发帖~~前排围观~
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  • 2018-11-7 22:47:08
之前很多研究,末了应用不多。
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  • 2018-11-8 07:42:40
应该是存在一些弊端。
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YTDFWANGWEI
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  • 2018-11-8 08:29:56
只须在某一个方面具有鲜明的优势,且不加添本钱。
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  • 2018-11-8 09:11:13
有道理,看后面能剖释出什么样的结果。
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  • 2018-11-8 12:28:18
支持楼主,围观学习...
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  • 2018-11-12 09:44:29
想要使用漏感就要为漏感电流设计一条通道,譬喻LLC电路、有源钳位电路、双管电路等。足球直播论坛。
罕见的双管电路有双管正激、双管反激。
图1-1-1 双管反激电路
双管反激和普遍的反激电路原理是一样的,因这里的应用要使用漏感储能所以就不能将漏感设计的很小,足球直播论坛。区别是双管反激为漏感提供了通道可以告竣漏感能量回收。足球比分论坛。通常在设计反激电源时都忽略了漏感(Lr)的影响或假设漏感很小。

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  • 2018-11-12 10:53:13
1、 断续形式:
图1-1-2 双管反激断续形式电流波形
Ton岁月段,励磁电流Ilm的斜率为-Uo/Lm,足球吧论坛。电感Lr、Lm电流同步加添斜率为Uin/(Lm+Lr);Toff岁月段。
其中图中的阴影区域为回收电流由漏感造成不能传输到输入端,若是电路是采用的普遍RCD吸收这局部能量都将被消耗掉。足球社区。
2、 连续形式:
,第一足球网论坛。 图1-1-3 双管反激连续形式电流波形
连续形式可以将波形分为4个区域,区域③漏感电流斜率-(Uin-Uo)/Lr,虎扑足球论坛。区域②漏感和励磁电感的斜率Uin/(Lm+Lr),区域①漏感电流斜率(Uin+Uo)/Lr。
连续形式时有个很关键的伏秒均衡方程:
若是忽略漏感Lr上述公式就变成了罕见的伏秒均衡公式,Lr就可以推断出输入负载大小或者是输入功率大小(CCM形式),Lm,足球社区互动。Don,Uo,商讨一种行使漏足球直播论坛感储能的正反激电路。惟有领略了Uin,除了电路斲丧外从上述公式也能呈现进去。剖释电源技术。或者说若是不考虑效率的因素,随着负载的加重输入电压降低的问题,夺目上述公式中Don2≠Don而是指区域2的占空比。在连续形式占空比不变的条件下。
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  • 2018-11-12 11:37:34
根据公式描述出电流波形并同Saber的仿真结果做对譬喻下:
图1-1-4 双管反激Saber 仿真与Mathcad 计算对比
上图的对比结果显示上述对电路原理的剖释并无太大过失。

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  • 2018-11-12 16:37:12
有了电流方程后可以很轻易的进行后续剖释。
图1-1-5 双管反激等负载增益曲线
图中的灰线Ro=R.BCM为临界增益曲线,哇哈足球论坛。由于没有对方程进行整饬(整饬后的方程估计为一元三次方程)而是间接用root工具求解。
设漏感的百分比为k。
,商讨。 图1-1-6 不同漏感下的增益曲线
当设漏感Lr=0时计算曲线与实际增益曲线重合。

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  • 2018-11-12 11:59:18
是不是应该说“ 阴影区域的高度越小越好 ” 。
ILm-ILr 的波形。
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  • 2018-11-12 12:38:33

两个电流的差值仿真和Mathcad计算的结果是一样的,这个高度应该就是指峰值电流Ipk吧,一种。“阴影区域高度越小越好”不是太理解。
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greendot
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  • 2018-11-12 15:29:15
我想到别的地点去了。
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  • 2018-11-12 16:36:29
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  • 2018-11-12 17:09:55
其实说高度也是可以的。 2.
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  • 2018-11-12 17:19:59
Ipk=Tk*Uin/Lr 。 2 ,说高度也可以说宽度也可以。
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qlsxkql
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  • 2019-1-10 07:49:00
这个很有用。
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  • 2018-11-12 16:49:21
只需把图1-1-1双管反激电路的变压器输入同名端调动一下就可以变成以漏感为续流电感的双管正激电路。,行使。
图2-1 使用漏感储能的双管正激电路
这种电路的输入侧不需要非分特别加添续流电感,漏感既为续流电感。足球。初级侧的二极管作为续流二极管。

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  • 2018-11-13 00:00:07
我只想看结果,结果行了再剖释过程!
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  • 2018-11-13 10:21:16
其实拓扑并不是新拓扑只是在应用上有所不同。
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何仙公
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  • 2018-11-13 10:26:02
我系念 漏感太小了,不够以续流
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boy59
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  • 2018-11-13 10:52:36
这种正反激电路算是LLC电路的一种特殊应用。
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  • 2018-11-13 11:25:09
漏感续流双管正激电路电流波形如下:
,直播。 图2-2 漏感续流双管正激电流波形
区域①漏感电流斜率(Uin-Uo)/Lr;区域②漏感电流斜率-(Uin+Uo)/Lr;区域③漏感、励磁电感斜率-Uin/(Lm+Lr);区域①、②励磁电感斜率Uo/Lm。,论坛。
漏感作为续流电感缺点是不能工作在连续形式,最终会招致变压器饱和。正反。目前还没有想到有什么门径能解决这个问题,因为若是漏感工作在CCM形式励磁电感就没有磁复位的岁月。
其等负载增益曲线如下:
图2-3 漏感续流双管正激等负载增益曲线
其中k=Lr/Lm表示漏感百分比(图中取k=20%)。
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  • 2018-11-13 11:48:48
从上述对两种电路的剖释中可以发明反激电路是使用励磁电感 Lm转达能量,漏感Lr是晦气因素;正激电路是使用漏感Lr转达能量。电路。
,剖释。 图3-1 双管正反激电路
如上图正反激电路的输入侧同时包括了正激绕组和反激绕组,若是换个角度这种电路同LLC电路非常的相似。电源。

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  • 2018-11-13 16:47:19
两种电路的仿真波形对譬喻下:
图3-2 LLC 电路与漏感续流正反激电流波形对比
上图电流波形为相同负载、相同输入电压(既相同同输入功率)的条件下获得。
LLC电路变压器工作于一、三象限,相同输入功率下后者峰值电流为前者的两倍多(正弦波有用值高于三角波)。技术。原来以为漏感续流正反激电路的励磁电感能量可以转抵达次级,足球。漏感续流正反激电路工作于第一象限。

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  • 2018-11-13 17:10:26
若是将LLC电路的谐振电容用母线电容替代。
图3-3 大谐振电容LLC 电路波形
无输入滤波电感的推挽电路、全桥电路也可以告竣临界形式正反激效果。

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liaozhaocheng
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  • 2018-11-21 19:12:17
关注~!
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Yongcai_Lai
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  • 2018-11-19 16:18:43
我还以为是什么呢,原来是一下双管反激
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  • 2018-11-20 08:43:20
双管反激、双管正激、双管正反激、推挽、LLC等电路剖释到末了都感到差不多。,论坛。
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  • 2018-12-2 21:38:49
剧烈要求上实物图!
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  • 2018-12-2 23:32:46
都没结论,何来实物?
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星宇
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  • 2018-12-3 00:08:19
先实际剖释,中央过程若是有问题,然后实物验证。
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  • 2018-12-3 08:55:04
现在是实际还没有通过…… 遇到这么几个问题
1、意料漏感可以同输入次的续流电感一样工作于CCM形式。
2、意料漏感和励磁电感的能量都转抵达次级形成正反激电路。
3、目前的这种正反激只能工作于临界或断续形式(第一象限)。

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greendot
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  • 2018-12-3 12:02:39
若是把漏感等效地画在次级。
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  • 2018-12-3 19:44:19
没考虑过次级漏感的应用。
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  • 2018-12-3 20:04:28
原边副边不可以独自管制。
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greendot
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  • 2018-12-4 11:40:58
漏感的大小,绕线均匀度,商讨一种行使漏足球直播论坛感储能的正反激电路。线组厚度,相对位置,大致取决于两绕组间的距离。
试试把24楼图里的初级漏感拿掉,反激副边串小漏感,正激副边串一大漏感。
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boy59
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  • 2018-12-5 08:32:18
这两天在琢磨另一个问题。
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  • 2018-12-28 11:47:13
通过之前的剖释发明使用变压器的初级侧漏感来告竣正反激电路效果一般,或许可以使用次级侧漏感。剖释电源技术。
初级侧的漏感也不是一无可取,图1-1-4可见大的漏感可以降低开关导通时的电流高潮速度(di/dt)从而有益于CCM形式下输入二极管的反向恢复问题。哇哈足球论坛。不过大的漏感会降低电源效率。
,足球。 图4-1 兼容 CCM&DCM 反激电路
这种电路在以前发过一个仿真帖,经过进一步的剖释发明这个电路是非常具有适用价值的。直播。
先说说这个电路的优缺点,缺点:
需要两个变压器及两个输入二极管,总功率之和还是60W,将DCM变压器和二极管设计成5W,论坛。可将CCM变压器和二极管设计成55W,假设要设计一个60W的反激电源,这其实并不算缺点。
优点:
同DCM形式一样MOS管零电流开通,输入二极管零电流关断无反向恢复问题;同CCM形式一样峰值电流小电源效率高。
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何仙公
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  • 2018-12-28 17:30:45
你想搞成2个变压器参数不一样?
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  • 2018-12-28 18:17:16
是的,两个参数不同的变压器。
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  • 2018-12-28 21:51:55
分两个变压器,斗劲好做些,原边串联。
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  • 2018-12-29 10:53:33
相同的功率下,这种两个变压器串联的和独自一个变压器的做斗劲。
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  • 2018-12-29 17:26:23
电路中的两个变压器参数各不相同所以在设计上也与单个变压器的设计略有不同,先采用近似法推导。
变压器的设计是乖巧多变的,先假设工作与CCM形式下的变压器为主变压器1,这里准备采用图解的形式穷其解尔后根据需求和应用来选择妥贴的参数。
设计参数如下:
Vinmin=100V ,Vinmax=380V。
Pout=72W,fs=60kHz。

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  • 2018-12-29 17:55:08
第一、 确立反射电压与匝比的关系
看待主变压器1反射电压与匝比的关系如下:
图4-2 主变压器反射电压与匝比的关系
看待辅助变压器2 反射电压与匝比的关系如下:
图4-3 辅助变压器反射电压与匝比的关系
这里将X轴的坐标换成了两个变压器匝比之比。
因为两个变压器初级是串联的所以反射电压为二者之和:
图4-4 总的反射电压与匝比的关系
图4-4为四条等主匝比(N1=7~4),反射电压应小于600V-100V-Vinmax=120V。图中120V线以下可选的曲线很多,若是选用600V开关管并假设漏感吸收及余量预留100V,反射电压与辅助匝比的关系图。

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  • 2018-12-29 20:24:48
第二、 最大占空比与匝比的关系
最大占空比是以工作在CCM 形式的主变压器为参考计算的,实际上工作于 DCM 形式的辅助变压器会对计算带来一些影响。
4-3 占空比与匝比的关系
从上图这些曲线中可以选取出最大占空比的范畴。像这种全电压范畴的占空比大于0.5 是斗劲合适的。 0.45 占空比来设计,这里也权且先按 0.45 占空比来设计。
斜坡抵偿设计参考: thread--1-1.html
取主匝比 N1=5.5 ,辅助匝比N2=0.935 ,再回头算反射电压 Vor=81.7V
4-4 占空比、反射电压与匝比
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  • 2018-12-30 11:25:36
第三、 电感量设计
主变压器功率与电感量的临界形式曲线如下:
4-5 主变压器电感临界曲线
上图中临界曲线以下为CCM 形式,这里取感量 Lp1=400uH ,假设 72W 功率全由主变压器经管其对应的高压电流纹波系数 r=2.026 高压电流纹波系数 r=0.906
辅助变压器的电感量设计要知足其永远工作在BCM DCM 形式下,按 BCM 设计的公式及结果如下:
4-6 辅助变压器电感临界曲线
分析下面三个步骤获得两个变压器参数如下:
N1=5.5 Lp1=400uH
N2=0.935 Lp2=41.6uH
Don=0.45 Vor=81.724V
按上述参数用Saber 软件进行仿真验证结果如下:
4-7 电参数设计验证
Vds=Vinmin+Vor=100+81.724=181.7 182 ,副变压器电感工作在 BCM 形式与设计斗劲接近。
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  • 2018-12-30 12:15:20
下面用仿真显示这个辅助变压器对初级零电流开、次级零电流关的效果:
4-8 零电流开关
仿真中辅助变压器采用的电感量为30uH 小于临界电感,由于这个电感工作于 DCM 形式所以 MOS 管开启时电流是从零逐步加添的(主变压器电感 CCM 形式),这个辅助变压器的电感量决定了电流恢复岁月,相应的输入二极管电流逐步降低至零。
普遍反激变压器的漏感相对斗劲小假设为2% 8uH ,仿真结果如下:
4-9 一般小漏感反激波形
上图显示普遍反激漏感小电流关断岁月短输入二极管反向恢复问题严重,若是加大漏感又会降低效率。DCM&CCM 变压器串联的应用能很好的解决这一问题。

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  • 2018-12-30 19:50:24
将电路中二极管换成反向恢复岁月大约200nS 的二极管,分别仿真普遍的反激和这种初级 DCM&CCM 串联反激的实际效果:
4-10-1 普遍反激存在反向恢复问题引发电流尖峰
普遍反激由于输入二极管存在反向恢复问题不能当即关断。MOS 管在开通时会发生一个尖峰电流(变压器或其它寄生电容也会有这样的尖峰)。这个尖峰电流会加添 MOS 管的斲丧引起效率下降,这个寄生电感和尖峰电流的共同作用下会在次级二极管上发生高压,另外次级导线不可防止的会存在寄生电感。 CCM 形式还要在二极管上加 RC 吸收电路。
当采用这种DCM&CCM 串联形式时所有的问题都可以解决了。
4-10-2 DCM&CCM无反向恢复问题
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  • 2018-12-31 11:32:43
通过调整参数发明增大辅助变压器的比重后效果会更好。
N1=3.217 Lp1=300uH
N2=3.217 Lp2=142.8uH
Don=0.45 Vor=81.724V
4-11-1 100V输入主、辅变压器同匝比
由于进步了辅助变压器的感量使电流的高潮、下降坡度更缓了,对输入二极管的反向恢复岁月要求更低了。输入二极管的峰值电流降低了。
4-11-2 380V输入,主、辅变压器同匝比
上图输入电压切换到380V 高压后的波形。
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  • 2019-1-8 16:19:01
换个状貌剖释这种正反激电路发明其是可以告竣正激+反激交替工作的。
图5-1 正反激交替输入
单从输入侧看像纯粹的正激驱动。

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  • 2019-1-8 16:52:41
这种电路可以采用调频和调占空比两种管制方式。
图5-2 两种管制形式下的直流增益特性

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  • 2019-1-8 17:14:00
这种正反激交替工作的输入端似乎倍频效果,特性介于反激和CCM正激之间。
图5-3 吸收电流波形
一般处境下CCM的反激输入是个梯形波,结合图5-3可见梯形波中的一局部电畅达过初级侧二极管前往到了母线电容中,而图5-1中反激绕组输入的只是三角波。
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  • 2019-1-9 15:45:33
开关电源的管制形式一般分为调频和调占空比(或二者兼调),譬喻从轻载到满载永远维持CCM或BCM,调频形式可以维持电路的工作形态。

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  • 2019-1-9 16:12:23
一般的双管反激CCM形式下的波形如下:
图6-1 一般形式下的双管反激波形
若是延长其中一个MOS管的导通岁月就会发生新的管制形式(跟移向全桥有些相似)
图6-2 兼容调频、调占空比的管制形式
上图是延长了下管的导通岁月。
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  • 2019-1-9 16:47:55
步奏1,高低两个开关同时导通时电流如下:
图6-3-1 步奏1 电感储能
步奏2,上管关断下管继续导通时电流如下:
图6-3-2 步奏2 电感能量维持
步奏3,上管下管都关断时电流如下:
图6-3-3 步奏3 电感能量开释

与通常的双管反激相比,这种管制方式多出了个步奏2——电感能量维持。

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  • 2019-1-9 17:20:39
步驟。移相。
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  • 2019-1-9 17:26:58
你这是要上单片机做电源啊
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  • 2019-1-9 19:34:44
实际电路估计要用单片机了。
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  • 2019-1-9 19:33:20
简练!
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  • 2019-1-10 09:49:13
  • 倒数10
多出的这个步奏2相当于从恒定开关周期中扣除一段岁月,从而告竣变周期或变频的效果。
因为上管驱动和下管驱动相对独立所以在管制上会有很大的自在度,好比计算一个长方形面积。
图6-4 同功率下不同占空比组合波形
图6-4中的波形依然遵循伏秒均衡,确切有用的关断占空比doff为Doff减去步奏2的电感能量维持占空比(其中Doff=1-Don_u),实际上无下限,Vor=50V),其中PWM_U信号的最大占空比为Don_u=0.3333(Vin=100V。

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  • 2019-1-10 14:18:47
  • 倒数9
由于两个占空比的自在度太高所以设置了一个等峰值的管制形式。
图6-5 等峰值不同功率波形对比
等峰值管制形式有两个优点,
一、 不同负载下电路永远工作于“CCM”形式知足伏秒均衡原理,忽略斲丧完整绝对处境下),只需管制占空比就能获得渴望的电压值(可开环管制。
二、 由于峰值电流相近,从轻载到满载或从满载到轻载跳变时电感电流无需突变可以告竣定周期下的单周期静态响应(现有的单周期管制实为变周期。
步奏2的电感储能阶段实际上是有斲丧的。

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  • 2019-4-14 11:26:39
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这个应该可以进步效率,但PFC若何弄?
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  • 2019-4-14 12:53:49
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这个问题还没考虑过,由于自在度很高应该是可行的而且管制方式可能不止一种。
66
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  • 2019-4-14 15:20:01
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此外磁集成有没无机会?
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我想若是能磁集成的话,电路的调试是不是变得麻烦了。
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能否可以有不消电感器件的电路可告竣。
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起不到软开关效果,Coss上是Vin,MOS管导通时。
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  • 倒数1
CCM形式应该是没门径做软开关的,除非电路中的电感数大于等于两个。
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